T5熒光燈自從面世以來，以其高光效，小尺寸而得到了越來越多的青睞。但是，與T8燈管不同的是，T5燈管因其工作電壓相對較高，保護要求相對苛刻，而必須要配合電子式鎮流器工作。為此，英飛凌公司推出了智能熒光燈電子鎮流器控制器ICB1FL02G。這是一款將PFC和鎮流器控制二合一的控制芯片。其出色的數字控制功能，完善的T5燈管保護特性，緊湊的尺寸，給T5燈電子鎮流器的設計帶來了極大的便利。尤其要特別指出的是，此款控制器可以用最少的器件數目和成本來同時驅動4個燈管，并且每一個燈管都具有壽命終了保護(EOL)、燈管移除保護、整流狀態保護、容性狀態保護、恒定點燈電壓等T5燈管所要求的保護模式。

　　在此芯片的Datahseet和應用手冊中已經給出了此芯片的工作原理與T5 54W單燈管的一般設計過程。本文將著重討論此芯片在4燈管設計過程中的特點和要點。以T5 14W 4燈管鎮流器為例，以下是用ICB1FL02G智能控制器實現的設計過程。

圖1 采用ICB1FL02G的T5 14W 4燈管電子鎮流器電路原理圖

　　圖1就是T5 14W 4燈管電路的原理圖。此電路包含了兩個部分，芯片左邊是PFC功率因素校正部分，右邊是半橋驅動燈管部分。燈管連接采用兩燈管串聯，兩路并聯的方式，從而可以實現每個燈管進入異常狀態時，都會被ICB1FL02G對應的引腳檢測到。T5燈管的預熱采用帶有輔助繞組的電壓型預熱方式，從而4個燈管都可以被充分地預熱。設計時，首先需要定義鎮流器的工作規格參數(見表1)。

表1 鎮度器工作參數

　　然后，分別就PFC和半橋驅動部分來探討其設計要點。

　　PFC電路設計

　　此芯片PFC控制部分工作原理與傳統臨界導通(Critical CM)PFC控制芯片并無很大的不同。只是在負載減小到一定程度后，會進入穩定的電流斷續模式(DCM)狀態。何時進入DCM模式由內部數字PI濾波器的輸出而定。開關工作在零電壓開通模式，其工作頻率隨輸入電壓而變化。PFC級最關鍵的設計在于電感，其電感量可由以下3個公式中的最小值來確定。

　　輕載進入DCM時：

　　其中PFC效率ηPFC估計為0.95，TON_MAX為IC內部固定，為23.5μs。計算可得L1=1.07mH。考慮到電感需要傳遞65W左右的功率，所以選擇EPCOS的N87材質。根據峰值電流可以選擇E25.4/10/7大小的磁芯。線圈匝數選為103匝。

　　半橋諧振回路設計

　　ICB1FL02G是帶有可編程預熱和啟動過程的控制器，其典型的工作過程如圖2所示。只需R21到R23這三個電阻就可以分別設定預熱時間，預熱頻率和工作頻率。R31～R33和R41～R43可以做燈管移除檢測，燈管過壓和燈管整流狀態保護。R36和R46是燈管下燈絲檢測和保護。C18和C19構成了下管MOSFET的分壓電路，可以用來檢測半橋諧振回路是否進入到了容性模式。

圖2 ICB1FL02G從啟動到最后正常工作的典型過程

　　諧振參數的確定

　　半橋電路中的Q2、Q3、T1、C20和燈一起組成了LCR諧振網絡。諧振網絡入端電壓有效值為：

　　考慮到燈管為串聯狀態，此時LCR諧振網絡的阻尼主要是兩個燈管串聯后的阻抗。所以穩態工作時諧振網絡增益滿足下式：

　　是穩態工作的角頻率。除LT1和C20外，其余皆為已知項。初選C20=2.7nF，則由上式可得LT1=3.68mH。

　　諧振電感的選取與設計

　　對于諧振電感磁芯的準確選取，難點在于其工作電流的計算。其實對于此諧振回路來說，流過電感的電流可以分為兩個階段。在燈管點亮前此電路是屬于LC諧振，因為回路阻尼很小，諧振電流和電壓都非常高。點燈后由于燈電阻的引入，就變成了LCR諧振，電感諧振電流相對下降了。以下就來分別計算其諧振電流值。

　　點燈狀態時，調節R24和R25就可以調節最大諧振電流，也就是最高點燈電壓。假設我們定義燈管的最高點燈電壓峰值VIGN_pk為700V，則點燈頻率fIGN：

　　在此點燈頻率下，諧振電感的電流峰值IT1_IGN_pk可以從下式得出：

　　這個值也是電感T1在所有正常工作狀態下的電流峰值。

　　同時我們也可以計算燈在正常工作時的電感電流有效值。假設LC自然諧振頻率

　　引入中間變量γ=fRUN/fo ，則此諧振網絡的品質因素為：

　　電感在正常工作時的電流有效值IL2_RMS可以按照Q值來計算：

　　得到了電感電流峰值和有效值后，通過AP法就可以得到磁芯的大概尺寸了。

　　其中ΔBT1_max是磁芯的最高工作磁通密度，由于是雙向工作，可以選擇2260=520mT。DT1是繞組的電流密度，可以選擇3*106A/m2。KT1是電感窗口利用系數，可以選擇0.3。這樣計算后的結果是1.16*10-9m4。按照AP=Ae*Aw，找到EPCOS N87材質的E25.4/10/7可以滿足此AP值。繞組圈數N1=109匝。圖1中的T2與T1是完全一樣的。

　　相移角的影響

　　與此同時，Q值和γ值還會影響到諧振回路的電流形狀。圖3給出了半橋MOSFET電流與電壓的開關波形。

圖3 諧振半橋MOSFET電流與電壓波形

　　在ZVS工作狀態下，電流會滯后于電壓一定的角度θ。此相移角關系到電路的諸多方面。相移角大的話可以確保工作在ZVS狀態，但是電流峰值相對會變大，影響效率。相移角小可能會導致ZVS工作狀態丟失。因為在小相移角情況下，在半橋死區時間段內，反向諧振電流太小，可能不足以使MOSFET體二極管觸發導通。MOSFET開通時的電流尖峰就由此產生。一般根據燈電流的不同，θ值可選擇在30o到60o之間，并且可以隨燈電流的增大而減小。調節C20和LT1的比例可以調節此角度。

　　此設計中，諧振電流相對于電壓的相移角為：

　　這個值可以確保電路工作在感性狀態，所以就無需修正C20和LT1的取值了。

　　電壓預熱輔助電路的設計

　　對于電壓型預熱電路來說，先前文獻較少提及其設計過程。其實當理解了其工作原理之后，設計就變得簡單了。圖1中T1、L21、C21和上管燈絲構成了一組電壓型輔助預熱電路，N2是諧振電感T1的副邊，并且按照N=N1:N2的關系耦合到了電感上的電壓。在預熱階段，半橋諧振電路以預熱頻率工作，電感上感應的電壓被耦合到了預熱電路上，用來加熱燈絲。一般選擇L21和C21的自然諧振頻率等于預熱頻率，所以燈絲上的電壓就是N2上的電壓。點燈后，正常工作頻率會遠低于預熱頻率，此時L21和C21呈現高阻抗，從而截斷了燈絲的預熱電流。所以假設預熱時燈管電壓VPH要求在70V，則預熱頻率fPH為：

　　ωPH=2πfPH，照此預熱頻率，可以選擇C21=22nF，則電感L21：

　　在預熱狀態下，流過燈絲的電流IF就完全由匝比N來決定了。假設燈絲阻抗為RF，則

　　燈絲阻抗是一個變值，對于T5 14W的燈來說，冷態阻抗在10歐姆左右，加熱后會升到40歐姆以上。由此公式，可以畫出燈絲電流隨匝比N和電阻RF變化而變化的曲線，見圖4。

圖4 燈絲電流隨燈絲電阻變化和匝比N變化的曲線

　　從T5 14W燈管的規格中可以了解，燈絲的預熱能量E需要滿足下式：

　　其中Q是把燈絲加熱到適當溫度的初始能量，在這里是0.9J;P是為了在預熱時間t內維持此溫度，所需要的燈絲功率，這里是0.75W左右。根據熱態與冷態燈絲阻抗Rh/Rc要在4～6之間的規定，預熱時的燈絲電阻可以選為冷態的4倍，對于T5 14W燈而言也就是40Ω。從圖4中可知，選擇N=40，在40Ω時的預熱電流是0.14A左右，可以滿足預熱要求。由此T1副邊繞組N2可以定為3匝。

　　在電路中C24和C34是作為輔助啟動電容，來確定燈管啟動順序和降低啟動電壓的。由于電容電壓不能突變，所以與其并聯的上燈管會后于下燈管而點亮。其容值必須要遠小于諧振電容C20和C30，以免影響諧振工作點。在這里我們選擇1600V，330pF的薄膜電容。

　　這樣，我們就確定了此T5 14W 4燈管電壓型預熱鎮流器的主要參數。其余參數的設計可由芯片數據手冊中的參考設計來得到，此處不再贅述。