電源轉換之電磁兼容性（EMC）
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上傳人：admin 上傳時間： 2007-02-08 瀏覽次數： 210 |
編者按：電磁兼容性（EMC）在過去十年已成為非常通曉的名詞。在90年代，歐洲要求銷售于其地區的產品，必須降低輻射干擾及傳導干擾。因此，現在產品在設計階段，就會考慮到如何通過電磁兼容性的測試。
但是什么是EMC? EMC指裝置、產品和系統在給予的電磁條件下，正常工作且不會降低效能和成為干擾源的能力。有某些團體如IEC及CISPR專門制定EMC標準，給予人遵循之依據。
本文會提到EMC對輻射干擾及傳導干擾之規范，包括共模雜訊及差模雜訊。如何利用主電源濾波器來克服此兩種雜訊，亦將有例子說明。這些雜訊可能存在于電力線，也可能由內部開關元件產生。
EMC規范
我們必須了解EMC規范，才可設計符合EMC的產品。在北美及歐洲，不特別要求電源模塊必須符合規定，但是電源系統要符合其規范。
國際電子技術委員會（Internal Electrotechnical Commission – IEC）負責制定歐洲的規范。CISPR（Comite International Special des Perturbations Radioelectriques）國際無線電干擾特別委員會之CISPR22 定義最嚴格的輻射干擾限制，EN55022（圖1）及EN55011（圖2）說明這些限制。而在圖1及圖2的class A及Class B是分別針對于工業及本國產品的要求。依照偵測雜訊天線形式的不同，歐洲有兩個上限。其中準峰值天線（Quasi-peak）的上限準位較高，而均值天線則是較低值的上限準位，但是每一裝置都必須通過此兩種測試標準才得以符合規定。
北美使用FCC標準，類似于歐洲的EN要求，兩個量測電源供應器的標準為EN55011及EN55022。圖3及圖4分別表示EN55011及FCC part15 subpartB （北美）輻射干擾準位。
在北美，根據FCC規定，輻射電磁干擾最常量測的頻率范圍從30MHz至10GHz，而傳導干擾最常量測的頻率范圍從幾KHz至30MHz。
圖1：EN 55022 傳導干擾準位
圖2：EN 55011/FCC Part15 Subpart B 傳導干擾準位。2004年5月23日后，FCC Part15 Subpart B 與EN55011的傳導干擾準位一致。
圖3：EN 55011 輻射干擾準位
圖4：FCC Part 15 Subpart B 輻射干擾準位
共模雜訊（Common mode）及差模雜訊（Differential mode）
兩個主要雜訊來源：一為共模雜訊，一為差模雜訊。共模雜訊（見圖5）來自共模電流。在單相電力系統應用中，其能量對兩條電力線是共同的，能量在導在線傳導為同向，以地為參考點。因為在同一時間，在兩條電力在線有一樣的能量大小，而無法用任何元件跨在這兩條電力線間來作衰減。共模電流產生的共模雜訊，永遠存在于進入設備的電源在線。因此我們可在原型機種設計階段，于測試是否符合EMC前，量測電源線以盡量降低電流。因為在大部份情況，共模電流無法接受，則輻射干擾測試亦將失敗。共模電流可使用250MHz頻率范圍的高頻電流探棒及頻譜分析儀來量測。
圖5：共模雜訊
差模雜訊（見圖6）與共模雜訊相反。其產生是由于電流進入火線（Line）而由中性線（Neutral）流出，反之亦然。
圖7為一個單相AC電源濾波器范例，此濾波器普遍用于降低進出電源供應器的共模雜訊及差模雜訊。我們把圖7濾波器分成幾個方塊來幫助說明所有的功能。方塊A及B有同樣功能，但一是為了輸入雜訊，一為了輸出雜訊。
附注 : Section A 及Section B兩方塊進行同一作用。不同的是一為防止雜訊進入設備，而另一為防止雜訊離開此設備。
圖6：差模雜訊
圖7：AC電源線主濾波器
方塊介紹
■Section A:
電感L1/L2及電容C1形成一個差模濾波器，防止雜訊進入電源供應器。差模雜訊的產生，是由于電流流入火線（或中性線）而由中性線（或火線）流出。L1及C1或L2及C1構成一個分壓電路，針對于雜訊的頻率，電容器為低阻抗（高負載） ，因此可降低電力線雜訊。舉例說明，在某一特定頻率，L1的阻抗10K，而C1的阻抗1K，雜訊通過濾波器強度只剩下原本十分之一或減少20dB。
■Section B:
電容C2和C3形成一個對地的共模濾波器，共模雜訊是一流經火線（Line）及中性線（Neutral）導線，而藉安全接地流回的同相電流，因而產生火線（Line）或中性線（Neutral）對地電壓，C2、C3、C4及C5等容值，任何在這些導線之共模雜訊皆將被引導到地。
附注 :醫療設備因漏電流關系不采用Section B的電路。
■Section C:
圖7 Section C為無參考點之Zorro電感（共模電感）。利用繞線圈方向使其產生之電流互為反向，因此任何雜訊可互相抵消。因共模電流產生之磁通是累積的，產生阻抗，可減低在線雜訊。但差模電流流向相反，因差模電流產生之磁通會相互抵消，因此其阻抗不會發生任何影響。
附注：電容C1和C6為X電容用于減低差模雜訊，且能耐主電壓. X電容容值。通常從0.1uF至2uF. C2至C5電容為Y電容，用于對付共模雜訊且不因損壞后而變短路。(因此比X電容貴，Y電容值較小通常在0.02uF至0.1uF之間。)
AC電源線濾波器之設計范例 （返馳式交流轉直流轉換器）
■設計要求：
變壓器圈數比＝10
輸出阻抗（Zs）＝10Ω (負載阻抗，最大輸出功率之最惡劣條件)
雜訊降低要求20KHz ＝ 35dB
為未知之頻率突波預留之額外空間＝6dB
交流頻率（F1）=60Hz
開關頻率（Fs）=100KHz
首先要知道輸出負載阻抗，以決定濾波器的值。由輸出阻抗，根據等式1導出一次側的阻抗。
Zp：＝a2·Zs─（等式1）
Zp：＝1×103
Zp ＝一次側阻抗
Zs ＝二次側阻抗
a ＝變壓器圈數比
在輸入端，濾波器設計了使輸入端與負載端通透，其截止頻率要十倍于輸入的電源頻率，也就是說不可以小于600Hz。若要求在20KHz頻率，雜訊減少41Db（35dB加上6dB的預留空間）。設計工程師可以把20KHz除2，而相對應的dB值為41dB減掉12dB （如表格1所示）。開始先采用單電感來看是否達到我們的要求。如果不能，就需要串聯第二個電感。單電感設計可讓每八度降12dB或每十倍頻率降40dB。如表1所示，單一電感即足以達到我們的要求。截止頻率為1.25KHz（大于600Hz底限）。
若已知截止頻率，可由等式2得出電感值。
L ＝ Zp/（2π·Fo）─（等式2）
L ＝ 0.127H
其中
L ＝ 差動電感
Zp ＝ 一次側阻抗（從二次側反射過來）
Fo ＝ 表格1之截止頻率
由等式3，則可以決定差動電容的值，來完成Section A差模濾波器的設計。
Zp ＝ （L/Cd）1/2 ─(等式3)
Cd＝6.366×10-9 F
其中
L ＝差動電感
Zp ＝一次側阻抗（從二次側反射過來）
為了平衡濾波，在line及neutral即火線及中性在線各有一個電感。如此，我們可把求出的值除以2，得到64mH。若感值太大，可使用二顆電感來設計以降低電感尺寸。而使用多電感設計不但可降低電感的尺寸，并因Ｑ值變小，振蕩的機會也會變小。
表格２顯示在濾波器中多加一顆電感，讓每八度下降24dB，利用等式4及5導出新的感值及容值。
Lnew ＝ Zp/（2π·Fnew ）─（等式4）
Lnew ＝0.032H
其中
Lnew ＝新差動電感.
Zp ＝一次側阻抗（從二次側反射過來）
Fnew ＝表格2截止頻率
再一次，為了平衡濾波，導出之感值除以2，得到16mH。
Cdnew ＝Lnew /Zp2 ─（等式5）
Cdnew ＝3.183×10-8F
其中
Lnew ＝ 新的差動電感.
Zp ＝一次側阻抗（從二次側反射過來）
現在剩下共模Zorro電感的值要求，方法如同上感值求法，除了把截止頻率由Fo改為PWM開關頻率及相同的衰喊dB值，同差模濾波需二個電感，二個Zorro電感也需使用于共模濾波器上。
利用等式6及7，可求出Zorro電感（Lzooro）及Zorro電容值。
Lzooro ＝ Zp/（2π·Foz）─（等式6）
Lzooro ＝ 6.366×10-3 H
其中
Lzooro ＝共模電感
Zp ＝一次側阻抗（從二次側反射回來）
Foz＝表2截止頻率
Czooro ＝Lzooro/Zp2 ─（等式7）
Czooro＝6.366×10-9 F
其中
Lzooro ＝共模電感
Zp ＝一次側阻抗（從二次側反射過來）
最后設計如圖８
圖8：完成之濾波器
如在高頻雜訊有問題，可加一個鐵粉芯（鐵粉芯在低頻時，可視為一電阻（50至200Ω），在高頻（30MHz）時則為電感）。如果在差模方面有問題時，增加一些Lnew 感值，或使用質量較好的Cdnew電容，因為有可能在有問題的頻率上有太大的漏電流。若為了對抗共模雜訊問題，則是增加Lzooro感值。
如何降低電源轉換時內外部雜訊
在交流轉直流之電源供應器上有3個產生雜訊的區域：
1.在進入電源供應器的主電源，永遠存在著雜訊（共模及差模）
2.電源供應器的開關頻率（共模雜訊）
3.快速開關時的上升及下降緣及MOSFET關閉時所產生的ring
■AC主電源
對雜訊比較大的主電源線，用AC電源濾波器。此濾波器要盡量靠近AC電源線，進入PCB板的位置，見圖９。且下地要離一次側的大地愈近愈好，并盡量多打貫孔（VIA）。要減少共模及差模雜訊進出設計之單體，需要使用AC電源線濾波器。
圖9：共模濾波器之連接到接地平面
■電源供應器的開關頻率
像系統時鐘，許多電源供應器有脈寬調節元件（PWM），用一個頻率切換來控制輸出電壓。因此如系統時鐘，需小心其布局，PWM控制器也要小心考慮其布局。
在返馳式，順向式或用其它架構設計變壓器，要確定從一次側的線圈繞組到主開關MOSFET（無論外置或內置）的泄極（Drain）的走線要盡可能粗且短，見圖10。這可降低走在線的電感，來使ringing最小。而對MOSFET及PWM控制器而言，則需要足夠的接地孔及接地，需有與走線平行的地，來充當電流回路（如雜散電容不會有問題）。如果仍有問題存在，可如圖10般，移除位于MOSFET到變壓器走線下的地，使MOSFET泄極之電容達到最小。當MOSFET開關時，電流流經地對其雜散電容充放電，若圖10斜線部分之接地平面未移除時，額外之電流將流經地造成更多的共模傳導雜訊。
圖10：如何減少MOSFET泄極端之雜散電容
做為開開模式的MOSFET之源極，必須確實連接到一次側的接近平面。要達到此目標，可使用大的源極終端平面，以可容納足夠的接地孔。（取決工作電流大?。┮赃B接到接地平面。如圖11。
圖11：利用足夠大的接地平面及足夠數目的貫孔連接內建MOSFET的源極
■快速開關時的上升、下降緣及Ringing
圖12所示為電阻、電容及二極管（RDC）線路（R1,C1及D1）。其目的有二：首先，C1可減緩當Q1關閉時泄極電壓的爬升速度（平緩以減低輻射電磁干擾）。其次，可保持輸入電壓在2Vcc以下而不會超過MOSFET的崩潰電壓。選擇夠大的C1電容，使泄極上升電壓及下降電流交點，降低使晶體的熱消耗大大減少。R2及C2線路對減少當MOSFET回到輸入電壓準位時，所產生的一次側ringing也很重要。如圖13及圖14所示。
圖12：RCD Snubber及RC ringing電路
由以下步驟來決定C2及R2的值:
1.根據ringing的頻率來決定周期
2.由步驟１之周期乘以５
3.設定電阻值（通常低于100）
4.步驟3之得值除以步驟2之得值
圖13：無R2，C2之一次側電壓波形
圖14：加R2，C2 之一次側電壓波形
附注：C2及R2電路之好處為可降低如圖11之ringing。但壞處為高頻紋波流經C2在R2產生熱消耗，若減低雜訊重于效率，則此線路可減少雜訊,但也減低效率。
印刷電路板之準則：
1.正確適當擺放零件之位置及方向
2.若使用散熱片，確實接地
3.必要時需隔離零件
4.共模電容應選用低等效電阻(ESR)且維持短的接地接
5.若使用跨在變壓器之Snubber電路，以減緩MOSFET在關閉時之電壓上升速度時，確定到MOSFET及變壓器的走線要短。如可以，把Snubber電路置于電壓器二之間。
6.避免在電源平面與接地平面間有狹槽
7.在50MHz頻率以下，傳去耦合方法是有效的。使用一至二顆去耦合電容(通常為0.1或0.01uF)置于靠近IC電源及接地腳位，必須考慮到IC及電容間所形成之回路面積要最小。
8.接地要夠短、夠厚及夠大
9.避免走線或平面有銳角
10.把會產生雜訊的零件放在一起，若要屏壁時,可較容易達到
11.若有可能時，使用多層印刷電路板
處理醫療設備的安全性
共模雜訊對較靈敏的設備，例如醫療設備是一個問題。若儀器會與病人接觸，則漏電流必須限制在100uA以下。這意謂著，大部分的電源供應器的設計工程師，會限制漏電流在20u 到40uA之間。為了達到此以嚴苛要求，不會使用接到地的共模濾波電容，而是使共模電感及feed through電容(高頻雜訊被導引到機殼的地而不是信號地)，及增加一個變壓器或隔離進入電源供應器的電力線，以降低共模傳導干擾脈沖。安規:IEC950/UL1950 Class II即用于規范醫療設備。
結論
目前EMC是設計系統的一個重要階段，而未來會更加嚴格。我們必須注意到當開關動作發生時，無論輻射或傳導雜訊也跟著發生。本文提到的為關于PCB板層級設計時之技術，如果要降低更多輻射方面的雜訊時，使用導電性材質的封閉外殼，來阻絕輻射源亦為另一種方式。但天下沒有白吃的午餐，為符合規范及安全規定增加成本是不可避免的。
本文會提到EMC對輻射干擾及傳導干擾之規范，包括共模雜訊及差模雜訊。如何利用主電源濾波器來克服此兩種雜訊，亦將有例子說明。這些雜訊可能存在于電力線，也可能由內部開關元件產生。
EMC規范
我們必須了解EMC規范，才可設計符合EMC的產品。在北美及歐洲，不特別要求電源模塊必須符合規定，但是電源系統要符合其規范。
國際電子技術委員會（Internal Electrotechnical Commission – IEC）負責制定歐洲的規范。CISPR（Comite International Special des Perturbations Radioelectriques）國際無線電干擾特別委員會之CISPR22 定義最嚴格的輻射干擾限制，EN55022（圖1）及EN55011（圖2）說明這些限制。而在圖1及圖2的class A及Class B是分別針對于工業及本國產品的要求。依照偵測雜訊天線形式的不同，歐洲有兩個上限。其中準峰值天線（Quasi-peak）的上限準位較高，而均值天線則是較低值的上限準位，但是每一裝置都必須通過此兩種測試標準才得以符合規定。
北美使用FCC標準，類似于歐洲的EN要求，兩個量測電源供應器的標準為EN55011及EN55022。圖3及圖4分別表示EN55011及FCC part15 subpartB （北美）輻射干擾準位。
在北美，根據FCC規定，輻射電磁干擾最常量測的頻率范圍從30MHz至10GHz，而傳導干擾最常量測的頻率范圍從幾KHz至30MHz。
圖1：EN 55022 傳導干擾準位
圖2：EN 55011/FCC Part15 Subpart B 傳導干擾準位。2004年5月23日后，FCC Part15 Subpart B 與EN55011的傳導干擾準位一致。
圖3：EN 55011 輻射干擾準位
圖4：FCC Part 15 Subpart B 輻射干擾準位
共模雜訊（Common mode）及差模雜訊（Differential mode）
兩個主要雜訊來源：一為共模雜訊，一為差模雜訊。共模雜訊（見圖5）來自共模電流。在單相電力系統應用中，其能量對兩條電力線是共同的，能量在導在線傳導為同向，以地為參考點。因為在同一時間，在兩條電力在線有一樣的能量大小，而無法用任何元件跨在這兩條電力線間來作衰減。共模電流產生的共模雜訊，永遠存在于進入設備的電源在線。因此我們可在原型機種設計階段，于測試是否符合EMC前，量測電源線以盡量降低電流。因為在大部份情況，共模電流無法接受，則輻射干擾測試亦將失敗。共模電流可使用250MHz頻率范圍的高頻電流探棒及頻譜分析儀來量測。
圖5：共模雜訊
差模雜訊（見圖6）與共模雜訊相反。其產生是由于電流進入火線（Line）而由中性線（Neutral）流出，反之亦然。
圖7為一個單相AC電源濾波器范例，此濾波器普遍用于降低進出電源供應器的共模雜訊及差模雜訊。我們把圖7濾波器分成幾個方塊來幫助說明所有的功能。方塊A及B有同樣功能，但一是為了輸入雜訊，一為了輸出雜訊。
附注 : Section A 及Section B兩方塊進行同一作用。不同的是一為防止雜訊進入設備，而另一為防止雜訊離開此設備。
圖6：差模雜訊
圖7：AC電源線主濾波器
方塊介紹
■Section A:
電感L1/L2及電容C1形成一個差模濾波器，防止雜訊進入電源供應器。差模雜訊的產生，是由于電流流入火線（或中性線）而由中性線（或火線）流出。L1及C1或L2及C1構成一個分壓電路，針對于雜訊的頻率，電容器為低阻抗（高負載） ，因此可降低電力線雜訊。舉例說明，在某一特定頻率，L1的阻抗10K，而C1的阻抗1K，雜訊通過濾波器強度只剩下原本十分之一或減少20dB。
■Section B:
電容C2和C3形成一個對地的共模濾波器，共模雜訊是一流經火線（Line）及中性線（Neutral）導線，而藉安全接地流回的同相電流，因而產生火線（Line）或中性線（Neutral）對地電壓，C2、C3、C4及C5等容值，任何在這些導線之共模雜訊皆將被引導到地。
附注 :醫療設備因漏電流關系不采用Section B的電路。
■Section C:
圖7 Section C為無參考點之Zorro電感（共模電感）。利用繞線圈方向使其產生之電流互為反向，因此任何雜訊可互相抵消。因共模電流產生之磁通是累積的，產生阻抗，可減低在線雜訊。但差模電流流向相反，因差模電流產生之磁通會相互抵消，因此其阻抗不會發生任何影響。
附注：電容C1和C6為X電容用于減低差模雜訊，且能耐主電壓. X電容容值。通常從0.1uF至2uF. C2至C5電容為Y電容，用于對付共模雜訊且不因損壞后而變短路。(因此比X電容貴，Y電容值較小通常在0.02uF至0.1uF之間。)
AC電源線濾波器之設計范例 （返馳式交流轉直流轉換器）
■設計要求：
變壓器圈數比＝10
輸出阻抗（Zs）＝10Ω (負載阻抗，最大輸出功率之最惡劣條件)
雜訊降低要求20KHz ＝ 35dB
為未知之頻率突波預留之額外空間＝6dB
交流頻率（F1）=60Hz
開關頻率（Fs）=100KHz
首先要知道輸出負載阻抗，以決定濾波器的值。由輸出阻抗，根據等式1導出一次側的阻抗。
Zp：＝a2·Zs─（等式1）
Zp：＝1×103
Zp ＝一次側阻抗
Zs ＝二次側阻抗
a ＝變壓器圈數比
在輸入端，濾波器設計了使輸入端與負載端通透，其截止頻率要十倍于輸入的電源頻率，也就是說不可以小于600Hz。若要求在20KHz頻率，雜訊減少41Db（35dB加上6dB的預留空間）。設計工程師可以把20KHz除2，而相對應的dB值為41dB減掉12dB （如表格1所示）。開始先采用單電感來看是否達到我們的要求。如果不能，就需要串聯第二個電感。單電感設計可讓每八度降12dB或每十倍頻率降40dB。如表1所示，單一電感即足以達到我們的要求。截止頻率為1.25KHz（大于600Hz底限）。
若已知截止頻率，可由等式2得出電感值。
L ＝ Zp/（2π·Fo）─（等式2）
L ＝ 0.127H
其中
L ＝ 差動電感
Zp ＝ 一次側阻抗（從二次側反射過來）
Fo ＝ 表格1之截止頻率
由等式3，則可以決定差動電容的值，來完成Section A差模濾波器的設計。
Zp ＝ （L/Cd）1/2 ─(等式3)
Cd＝6.366×10-9 F
其中
L ＝差動電感
Zp ＝一次側阻抗（從二次側反射過來）
為了平衡濾波，在line及neutral即火線及中性在線各有一個電感。如此，我們可把求出的值除以2，得到64mH。若感值太大，可使用二顆電感來設計以降低電感尺寸。而使用多電感設計不但可降低電感的尺寸，并因Ｑ值變小，振蕩的機會也會變小。
表格２顯示在濾波器中多加一顆電感，讓每八度下降24dB，利用等式4及5導出新的感值及容值。
Lnew ＝ Zp/（2π·Fnew ）─（等式4）
Lnew ＝0.032H
其中
Lnew ＝新差動電感.
Zp ＝一次側阻抗（從二次側反射過來）
Fnew ＝表格2截止頻率
再一次，為了平衡濾波，導出之感值除以2，得到16mH。
Cdnew ＝Lnew /Zp2 ─（等式5）
Cdnew ＝3.183×10-8F
其中
Lnew ＝ 新的差動電感.
Zp ＝一次側阻抗（從二次側反射過來）
現在剩下共模Zorro電感的值要求，方法如同上感值求法，除了把截止頻率由Fo改為PWM開關頻率及相同的衰喊dB值，同差模濾波需二個電感，二個Zorro電感也需使用于共模濾波器上。
利用等式6及7，可求出Zorro電感（Lzooro）及Zorro電容值。
Lzooro ＝ Zp/（2π·Foz）─（等式6）
Lzooro ＝ 6.366×10-3 H
其中
Lzooro ＝共模電感
Zp ＝一次側阻抗（從二次側反射回來）
Foz＝表2截止頻率
Czooro ＝Lzooro/Zp2 ─（等式7）
Czooro＝6.366×10-9 F
其中
Lzooro ＝共模電感
Zp ＝一次側阻抗（從二次側反射過來）
最后設計如圖８
圖8：完成之濾波器
如在高頻雜訊有問題，可加一個鐵粉芯（鐵粉芯在低頻時，可視為一電阻（50至200Ω），在高頻（30MHz）時則為電感）。如果在差模方面有問題時，增加一些Lnew 感值，或使用質量較好的Cdnew電容，因為有可能在有問題的頻率上有太大的漏電流。若為了對抗共模雜訊問題，則是增加Lzooro感值。
如何降低電源轉換時內外部雜訊
在交流轉直流之電源供應器上有3個產生雜訊的區域：
1.在進入電源供應器的主電源，永遠存在著雜訊（共模及差模）
2.電源供應器的開關頻率（共模雜訊）
3.快速開關時的上升及下降緣及MOSFET關閉時所產生的ring
■AC主電源
對雜訊比較大的主電源線，用AC電源濾波器。此濾波器要盡量靠近AC電源線，進入PCB板的位置，見圖９。且下地要離一次側的大地愈近愈好，并盡量多打貫孔（VIA）。要減少共模及差模雜訊進出設計之單體，需要使用AC電源線濾波器。
圖9：共模濾波器之連接到接地平面
■電源供應器的開關頻率
像系統時鐘，許多電源供應器有脈寬調節元件（PWM），用一個頻率切換來控制輸出電壓。因此如系統時鐘，需小心其布局，PWM控制器也要小心考慮其布局。
在返馳式，順向式或用其它架構設計變壓器，要確定從一次側的線圈繞組到主開關MOSFET（無論外置或內置）的泄極（Drain）的走線要盡可能粗且短，見圖10。這可降低走在線的電感，來使ringing最小。而對MOSFET及PWM控制器而言，則需要足夠的接地孔及接地，需有與走線平行的地，來充當電流回路（如雜散電容不會有問題）。如果仍有問題存在，可如圖10般，移除位于MOSFET到變壓器走線下的地，使MOSFET泄極之電容達到最小。當MOSFET開關時，電流流經地對其雜散電容充放電，若圖10斜線部分之接地平面未移除時，額外之電流將流經地造成更多的共模傳導雜訊。
圖10：如何減少MOSFET泄極端之雜散電容
做為開開模式的MOSFET之源極，必須確實連接到一次側的接近平面。要達到此目標，可使用大的源極終端平面，以可容納足夠的接地孔。（取決工作電流大?。┮赃B接到接地平面。如圖11。
圖11：利用足夠大的接地平面及足夠數目的貫孔連接內建MOSFET的源極
■快速開關時的上升、下降緣及Ringing
圖12所示為電阻、電容及二極管（RDC）線路（R1,C1及D1）。其目的有二：首先，C1可減緩當Q1關閉時泄極電壓的爬升速度（平緩以減低輻射電磁干擾）。其次，可保持輸入電壓在2Vcc以下而不會超過MOSFET的崩潰電壓。選擇夠大的C1電容，使泄極上升電壓及下降電流交點，降低使晶體的熱消耗大大減少。R2及C2線路對減少當MOSFET回到輸入電壓準位時，所產生的一次側ringing也很重要。如圖13及圖14所示。
圖12：RCD Snubber及RC ringing電路
由以下步驟來決定C2及R2的值:
1.根據ringing的頻率來決定周期
2.由步驟１之周期乘以５
3.設定電阻值（通常低于100）
4.步驟3之得值除以步驟2之得值
圖13：無R2，C2之一次側電壓波形
圖14：加R2，C2 之一次側電壓波形
附注：C2及R2電路之好處為可降低如圖11之ringing。但壞處為高頻紋波流經C2在R2產生熱消耗，若減低雜訊重于效率，則此線路可減少雜訊,但也減低效率。
印刷電路板之準則：
1.正確適當擺放零件之位置及方向
2.若使用散熱片，確實接地
3.必要時需隔離零件
4.共模電容應選用低等效電阻(ESR)且維持短的接地接
5.若使用跨在變壓器之Snubber電路，以減緩MOSFET在關閉時之電壓上升速度時，確定到MOSFET及變壓器的走線要短。如可以，把Snubber電路置于電壓器二之間。
6.避免在電源平面與接地平面間有狹槽
7.在50MHz頻率以下，傳去耦合方法是有效的。使用一至二顆去耦合電容(通常為0.1或0.01uF)置于靠近IC電源及接地腳位，必須考慮到IC及電容間所形成之回路面積要最小。
8.接地要夠短、夠厚及夠大
9.避免走線或平面有銳角
10.把會產生雜訊的零件放在一起，若要屏壁時,可較容易達到
11.若有可能時，使用多層印刷電路板
處理醫療設備的安全性
共模雜訊對較靈敏的設備，例如醫療設備是一個問題。若儀器會與病人接觸，則漏電流必須限制在100uA以下。這意謂著，大部分的電源供應器的設計工程師，會限制漏電流在20u 到40uA之間。為了達到此以嚴苛要求，不會使用接到地的共模濾波電容，而是使共模電感及feed through電容(高頻雜訊被導引到機殼的地而不是信號地)，及增加一個變壓器或隔離進入電源供應器的電力線，以降低共模傳導干擾脈沖。安規:IEC950/UL1950 Class II即用于規范醫療設備。
結論
目前EMC是設計系統的一個重要階段，而未來會更加嚴格。我們必須注意到當開關動作發生時，無論輻射或傳導雜訊也跟著發生。本文提到的為關于PCB板層級設計時之技術，如果要降低更多輻射方面的雜訊時，使用導電性材質的封閉外殼，來阻絕輻射源亦為另一種方式。但天下沒有白吃的午餐，為符合規范及安全規定增加成本是不可避免的。
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