一種新型的熒光燈電子鎮(zhèn)流器用振蕩電路的簡易實(shí)現(xiàn)方法
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上傳人：admin 上傳時間： 2007-02-08 瀏覽次數(shù)： 228 |
關(guān)鍵詞：電子鎮(zhèn)流器；智能功率集成電路；頻率變化曲線；CMOS方波發(fā)生器；預(yù)熱
1 引言
由于熒光燈的固有特性[1]，高頻電子鎮(zhèn)流器[1，2]作為一種重要的節(jié)能產(chǎn)品，越來越受到各國的普遍重視。在美國等一些發(fā)達(dá)國家，早在上個世紀(jì)90年代初就已開始限制生產(chǎn)和使用白幟燈和電感鎮(zhèn)流器。我國“綠色照明工程”的正式啟動，也將對我國的能源、電光源和照明技術(shù)，甚至環(huán)境保護(hù)等各個領(lǐng)域產(chǎn)生巨大影響[3]。并且，國際電工委員會標(biāo)準(zhǔn)IEC929和我國的專業(yè)標(biāo)準(zhǔn)ZBK74012-90都對電子鎮(zhèn)流器的性能進(jìn)行了規(guī)定，如“正常情況使用時，應(yīng)使燈啟動，但不對燈性能造成損害”，、“施加陰極預(yù)熱電壓的最短時間不小于0.4s”等。國際上已經(jīng)出現(xiàn)用靈巧功率集成電路（Smart Power Integrated Circuit，縮寫SPIC）做熒光燈鎮(zhèn)流器的產(chǎn)品，例如用IR215X系列或L6569等SPIC，利用SPIC的優(yōu)點(diǎn)之一是容易將對功率器件的控制電路及保護(hù)電路做在同一芯片上，使可靠性提高。但國外SPIC的成本高，成為制約其發(fā)展的瓶頸。
我國發(fā)明了不采用介質(zhì)隔離或pn結(jié)隔離的方法（即不采用國外BCD技術(shù)方法）而用普通CMOS和BiCMOS工藝將高壓（功率）器件與低壓CMOS電路或BiCMOS電路做在一塊芯片上的方法[4，5]。這將使SIPC的成本大大下降。
實(shí)際上，燈絲為一個很小的電阻Rf，所以在燈未啟動前輸出回路是一個LCRf串聯(lián)回路輸入，因之，燈兩端電壓UR（t）是一個頻率為f（f大于f0）的正弦激勵信號，其瞬態(tài)零狀態(tài)響應(yīng)為
其中，f0是LC串聯(lián)諧振回路的固有頻率點(diǎn)，f0=1/2π，f為輸入信號頻率，且f>f0。由上式可看出，由于電路本身的影響，燈兩端電壓將是暫態(tài)到穩(wěn)態(tài)的過程[6]。可以證明，在t=0后一個短時間內(nèi)，要使UR（t）不致過大，即避免燈未經(jīng)預(yù)熱而發(fā)生冷啟動，則f/f0應(yīng)比1大。當(dāng)f/f0值為2或3時，UR（t）峰值約為Um或其一半，即可避免冷啟動。
在經(jīng)過2L/Rf時間（當(dāng)L取1mH時約小于0.2ms）后，進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，此時燈兩端電壓為
綜合上述，我們希望輸入Uin的頻率為開始由很高的頻率fstart下降，在t1時刻到預(yù)熱頻率fph，經(jīng)過0.4～1s時間的預(yù)熱后，在t2到t3時間內(nèi)使頻率逐漸過濾到燃點(diǎn)頻率，最后穩(wěn)定在使燈工作于額定功率下的。其輸入信號的頻率變化曲線如圖2中曲線2所示。
實(shí)際電路中，我們將要用到的是一個方波信號提供給后端電路如圖1，幅值為1，占空比為50%，角頻率為ω的方波U（t），其傅立葉分解為：
此方波信號經(jīng)一個隔直電容后，可近似認(rèn)為只有基波分量起作用，與上述原理相同。本文提出一種如何得到一個如上圖2中曲線2所示頻率變化以滿足燃燈要求的三個工作階段所需的方波信號，且又是簡單的CMOS電路的方法，使所產(chǎn)生的驅(qū)動信號，基本上是振蕩頻率按要求變化的一個方波信號。電路原理圖如圖3所示。
圖3中，比較器comp1和comp2參數(shù)均按常規(guī)設(shè)計，且在V+>V-時輸出低；電流源is1和is2經(jīng)開關(guān)PMOS、NMOS控制分別給電容C充電，且電流源is1的電流i11比電流源is2的電流i12大很多，電流i12可由電流i11的鏡像方法得到；D觸發(fā)器為時鐘上升沿有效。
此電路共有兩個部分：一個是由兩個比較器、或非門、兩個可選電流源及控制電容C組成的預(yù)熱頻率及時間控制部分；另一個是由壓控鏡像電流及振蕩部分組成的頻率可調(diào)變的方波發(fā)生器。由于熒光燈電子鎮(zhèn)流器的振蕩電路的頻率變化特點(diǎn)（如圖3），需要一個很慢的變化時間作為預(yù)熱時間，此時間即為t2-t1的時間，大約為1s的數(shù)量級，若用一個電流源給電容C充電，則因電流源的電流較小，要想達(dá)到上述的時間要求，則需用一個很大的電容C，這樣頻率變化時間過長；若電流源的電流過大，則頻率變化過快，也不能滿足時間要求。那么如何得到一個在一段時間內(nèi)近于不變的預(yù)熱頻率呢？我們采用的方法是用一個很小的鏡像電流i12給控制電容C充電。用電流鏡的方法可得到一個很小的電流給電容C充電，則電容不必很大，就可滿足在很長的時間內(nèi)頻率近于不變，達(dá)到了預(yù)熱的要求，而在頻率變化要求很快的階段則用較大的電流給C充電。以下詳述如何實(shí)現(xiàn)頻率變化的工作過程。
開始，電容C上的電壓VC較低，由圖3中可知，VCref1時，A點(diǎn)電位為低，所以PMOS導(dǎo)通，NMOS截止，將由is1給電容C充電，由于電流源is1提供的電流i11很大，VC電壓將上升很快，t1時刻VC電壓達(dá)到Vref1時，比較器comp2翻轉(zhuǎn)，此時A點(diǎn)電位為高電平，PMOS截止NMOS導(dǎo)通，由電流源is2給電容C充電，由于電流i12很小，所以VC上的電壓將很慢上升，經(jīng)過一段時間（可根據(jù)需要而設(shè)定），VC電壓緩慢上升為Vref2，t2時刻比較器comp1翻轉(zhuǎn)，又轉(zhuǎn)為is1給電容C充電，則VC電壓又快速上升，在t3時刻可達(dá)到Vdd穩(wěn)定，VC電壓的波形如圖4所示。VC上的電壓經(jīng)過PMOS1和NMOS1組成的倒相器倒相后，再控制后面電流鏡PMOS2、PMOS3和NMOS2的電流。由于NMOS2上的VGSN2電壓變化為VC反向變化，則i2電流和鏡象電流i3也將隨VGSN2的變化而逐漸減小，電流i2如下[9]：
其中，λ為溝道調(diào)制系數(shù)。i3是i2的鏡像電流。
由于VC的變化特點(diǎn)，VGSN2開始將快速下降，由公式（3）可看出i3電流因電流i2的變化亦快速減小；同理，當(dāng)VGSN2電壓緩慢變化時，i3電流變化亦很小，而i3電流的大小的變化決定了振蕩電容C1的充放電速度，所以也決定了振蕩頻率的變化。由電容C1和電阻R1、NMOS3及施密特觸發(fā)器、D觸發(fā)器組成的振蕩電路部分，其原理是，電流i3給電容C1充電，當(dāng)Vc1達(dá)到施密特觸發(fā)器的上閾值點(diǎn)S+時，觸發(fā)器輸出變高，NMOS3導(dǎo)通，電容C1經(jīng)電阻R1放出變低，此輸出波形給D觸發(fā)器的時鐘起分頻作用，則輸出端Q得到一個占空比為50%的方波信號，且此信號頻fQ隨著電流i3給電容C1的充放電速度的變化而變化。
由i3變化的特點(diǎn)知，振蕩頻率開始將由很高快速降低，設(shè)在t1時刻達(dá)到預(yù)熱頻率（此頻率值可改變Rref來控制），再緩慢變化一段時間，t1到t2的時間用來做鎮(zhèn)流器的預(yù)熱時間，此時間由is2的電流i12和電容C控制，我們可看到此段時間內(nèi)頻率變化很低直到i3電流穩(wěn)定不變后，輸出頻率在t3時刻亦達(dá)到一個穩(wěn)定值，此值可由調(diào)節(jié)C1、R1改變，作為熒光燈的發(fā)光工作頻率點(diǎn)。其輸出頻率曲線示意圖如圖2中曲線3所示。與圖2中所要求的曲線2相比，此方法用了近似的方法從而達(dá)到了簡化的目的。
對于許多電子鎮(zhèn)流器的控制IC，其振蕩電路部分的振蕩頻率要滿足以上的頻率變化的曲線，則必有相應(yīng)的外接元件和引腳及一些控制電路，來達(dá)到預(yù)熱時間和預(yù)熱頻率的控制等。本文提出的這種實(shí)現(xiàn)以上頻率變化曲線的方法，可減少外接元件及引腳的數(shù)目，對于確定燈型的熒光燈的電氣特性和工作要求，參考分壓電阻Rref和Rref1以及R1可利用CMOS工藝中柵多晶硅形成在集成電路中。這樣此電路僅有兩個引腳和兩個外接元件電容C和電容C1，從而降低了成本，有利于應(yīng)用和推廣。
3 該電路知電子鎮(zhèn)流器中的應(yīng)用
該電路的原理是用兩個比較器來控制電容C的充電電流，其中i11>>i12，從而控制給振蕩電容C1充電的電流來控制輸出頻率的變化。以下我們將根據(jù)40W日光燈的電氣要求，設(shè)在直流脈動高壓均值為220V，低壓Vdd為6V下，需要的方波頻率為fpb=65kHz，fign=56kHz，frun=42kHz。以下模擬中，采用了CANDENCE模擬工具，為了更好地觀察模擬結(jié)果，取C值比實(shí)際的小，以縮短頻率變化時間，取Rref=8kΩ，Rref1=1kΩ，C=4.4nF，C1=220pF，R1=6.3kΩ；PMOS和NMOS的寬長比（設(shè)溝道長最小2μm）列于附表；電流源is1和is2所提供的電流i11和i12分別為162μA、4μA。
模擬結(jié)果示于下圖5中。圖5中，橫坐標(biāo)均為時間。最上一條為曲線1，其縱坐標(biāo)為電路原理圖3中A點(diǎn)電壓，可選擇電流源給電容C充電；曲線2的縱坐標(biāo)為控制電容C上的電壓；曲線3的縱坐標(biāo)是給振蕩電容充電的電流i3；最下面一條曲線4的縱坐標(biāo)是D觸發(fā)器Q輸出端的電壓，即我們所需要的頻率隨時間變化的驅(qū)動電壓，由于振蕩電容C1和電阻R1經(jīng)施密特觸發(fā)器后得到的振蕩頻率很高，變化太快不易看出，故這里僅給出由D觸發(fā)器分頻后的脈沖波形。
開始時A點(diǎn)為低電平，PMOS導(dǎo)通，NMOS關(guān)斷，i11給電容C充電，C上的電壓上升很快，當(dāng)電壓VC上升到Vref1=4V時（此時輸出振蕩頻率為70kHz），B點(diǎn)變?yōu)楦唠娖剑琍MOS關(guān)斷，NMOS導(dǎo)通，i12給電容C充電，電容C上電壓上升很慢，經(jīng)1ms左右，C上的電壓上升到Vref2=4.5V（此時輸出振蕩頻率位60kHz），此時A點(diǎn)又變?yōu)榈碗娖剑琍MOS導(dǎo)通NMOS關(guān)斷，i11給電容C充電，C上的電壓則很快上升到Vdd。由于VC電壓的變化，給振蕩電容C1充電的電流i3的變化曲線如圖5中曲線3所示，開始很高，其后也將出現(xiàn)一段緩慢變化的階段，然后迅速下降到穩(wěn)定。由公式（4）看出Q點(diǎn)的頻率會隨電流i3的變化而變化。從圖5中可以看出，電容C上的電壓VC出現(xiàn)了一個比較平坦的臺階，而輸出頻率（見圖5中曲線4）在此階段以非常緩慢的趨勢下降，可以近似看作不變，此過程可作為燈絲的預(yù)熱過程；當(dāng)電容C上的電壓由4.5V上升到6V的過程，頻率繼續(xù)快速下降，且可通過使燈啟動的頻率點(diǎn)使燈點(diǎn)燃；最后電容C的電壓穩(wěn)定到6V后，即為熒光燈正常發(fā)光的頻率點(diǎn)，大約為41.7kHz。根據(jù)類回路以及日光燈的要求可以確定預(yù)熱時的頻率，因而根據(jù)公式（4）及MOS管的電流電壓方程（3）可以確定預(yù)熱時電容C上的電壓。當(dāng)VC1=4.3V時，頻率為65kHz，預(yù)熱電流為0.85A。實(shí)際中將以上模擬中的控制頻率變化的電容C擴(kuò)大千倍，則可以得到預(yù)熱時間將近1s。 
4 討論與結(jié)論
由以上的理論分析和模擬結(jié)果可知，該電路較好地完成了日光燈電子鎮(zhèn)流器用方波的頻率變化特點(diǎn)，即可較好的實(shí)現(xiàn)熒光燈的預(yù)熱、啟動及正常發(fā)光的工作要求，可達(dá)到預(yù)熱時間1～2s，快速啟動，以及頻率可調(diào)。目前有許多公司如IR、飛利浦、ST、西門子、三星等在開發(fā)與生產(chǎn)電子鎮(zhèn)流器控制IC，其實(shí)際方法各有不同。對于文獻(xiàn)[7]中介紹的IR21571芯片，雖具有很高的可靠性、很強(qiáng)的通用性，其實(shí)現(xiàn)該頻率變化曲線共用了六個引腳和近十個外接元件；對于一些如KA7543等控制IC其實(shí)現(xiàn)預(yù)熱控制及軟啟動頻率變化采用了4個引腳和相應(yīng)的外接元件[8]。因此，本文提出的實(shí)際以上頻率變化的電路方法，結(jié)構(gòu)簡單，節(jié)省外接元件，降低了成本，所以具有很高的應(yīng)用價值。根據(jù)此電路的設(shè)計思想，電路稍做改變還可以產(chǎn)生頻率由低到高可調(diào)控的變化曲線等等。此電路也可應(yīng)用于馬達(dá)調(diào)速控制以及其它需要電源頻率隨時間變化的場合。
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