當前消費類電子產品的巨大市場和發展潛力,使采用電池供電的便攜式產品的小功率、低功耗、高效率、小體積、輕重量的直流電平轉換器(DC/DC Converter)發展迅猛。對于許多應用于便攜式產品中的電子系統，如彩色LCD顯示屏、手機背光屏等，DC/DC是其非常理想的電源轉換器件[1]。

　　本文基于2μm 15V雙極型工藝設計了一種電流控制型PFM Boost DC-DC開關變換器芯片，通過采用低反饋電阻技術減小外部反饋電阻的損耗，并采用負載電流反饋技術調節系統占空比以減小系統穩態時輸出電壓電流紋波系數。芯片采用Fixed-On-Time控制方式，當整個系統穩態時處于Boost PFM的不連續導通模式(DCM)，而這種工作模式具有天然的穩定性[2]。

　　1 電路系統結構設計

　　系統采用如圖1所示典型的電流控制型PFM Boost DC-DC 變換器拓撲結構，虛線框內為芯片原理框圖，框外為外圍器件連接示意圖。其中，STDN為芯片的使能端，低電平時關斷整個芯片以降低靜態功耗;SENSE為輸出電壓反饋采樣端;VFB為負載電流反饋采樣端;DRIVE為外部功率開關控制端;基準電壓通過電阻分壓產生A2比較器的參考電壓VRA2;A1比較器的參考電壓為VRA1;A1和A2通過一個二端與非門控制一個暫穩態為1.7μs單穩態電路;輸出級DRIVE驅動外部功率管QT。

　　系統將工作在兩個狀態：連續導通模式(CCM)和不連續導通模式(DCM)。VIN上電，STDN置高電平，基準源為A2比較器提供的比較參考電壓為VRA2。由于系統剛啟動，A1、A2輸出高電平，單穩態電路不觸發，輸出高電平，外部功率管QT導通。當VSENSE>VRA1，A1輸出低電平，單穩態電路觸發，DRIVE電壓迅速被拉低，開始給外部C2充電，在RS2兩端電壓未達到A2比較參考電壓前，系統將重復上述過程，系統工作在連續導通模式。當RS2兩端電壓超過A2比較電壓VRA2時，A2比較器輸出低電平，單穩態電路觸發，外部功率管關斷，從此時起1.7μs內L給C2充電，當L放完電后，C2開始放電，致使RS2兩端電壓仍然超過A2比較電壓，A2輸出低電平，單穩態電路持續輸出低電平，外部功率管繼續處于關斷狀態，系統工作在不連續導通模式。系統啟動升壓為連續導通模式，進入穩態后系統為不連續導通模式。

　　2 電路原理與設計

　　2.1 開關限流控制電路

　　圖1中A1比較器、單穩態觸發器、驅動放大器和外部開關管組成的環路為開關限流控制電路。假定單穩態觸發器輸出高電平穩態，外部功率管QT導通，二極管D截止，電感L中的電流線性上升。當電感電流較小時，限流電阻RS1上的壓降小于30mV，A1 比較器輸出低電平，不能觸發單穩態觸發器翻轉;而當電感電流上升至限流Ipk時，電阻RS1上的壓降達到VRA1，A1 比較器輸出翻轉，輸出低電平經與非門控制單穩電路進入暫穩態,外部功率管QT關斷。由于電感電流必須連續，因此電感L的感應電動勢為左負右正，二極管D導通，電感L開始對C2進行充電，輸出電壓VOUT上升。這一過程將持續1.7μs至暫穩態結束，單穩態觸發器重新回到高電平穩態，再次使QT重復上述的開關過程，直至最終VOUT達到額定輸出電壓。

　　圖2為A1比較器電路，BIAS為偏置端，VA1為輸出端，VS為正向輸入端，SENSE為負向輸入端，即為外部電感電流Ipk檢測端。由于Q10、Q11、Q12偏置相同，故其提供的偏置電流相同。Q10、Q13、RS構成A1比較器正向輸入支路。由于VCC和VBIAS電壓為常數，Q13采用二極管連接方式，A點的電壓為VBE13+VS;由于Q13、Q14同為NPN管，其兩管的VBE閾值電壓相同，當VSENSE>VBE13+VS-VT(be)時，Q14截止，B點上升為高電平，Q15導通，VA1輸出低電平，通過控制與非門觸發單穩電路，外部功率管關斷，VSENSE迅速下降為0，Q14導通，B點被拉至低電平，Q15關斷，VA1輸出高電平，此時控制信號為與非門所屏蔽，不觸發單穩電路。電路進入1.7μs暫穩態，等待外部電感L放電結束。

　　由于系統外圍電路的主要功率損耗來源于反饋電阻RS1和電感L的寄生串聯電阻，所以可以通過低反饋電阻技術來降低系統外圍器件功耗。即通過調節RS可以提供一個盡可能小的比較參考電壓VRA1(約為30mV)，對于電感：

　　當VRA1減小時，對于相同電感的Ipk，可以有效地減小RS1阻值，進而降低系統外圍器件功耗。